Схемы металлоискателей MD4U

Не спрашивал, но "источник" сразу признался:

Кстати, не понял про "Goto step 15". Отстал от жизни.
Я катушку тоже не ломал. Цоколёвку он дал правильно. Омическое сопротивление у меня получилось примерно такое, как у источника (9.3 для Tx и 6.2 для Rx).
У Вас других уточнённых данных нет?

О датчике на Фишер-2 все давно известно. http://metdet.ru/Sensor_F2.htm

У них и брал.

Хотел избавиться от дополнительных источников питания. Подключил всё к 5В на плате процессора, а там не 5В, а даже 4-х нет. Придётся опять строить свои.

Наверное уже четвертый раз(и последний) привожу данные(8 дюймов f2):
1 L=2,48 mh
2 R=8,4 om
3 C=0.22 mk
Нельзя жить только виртуально и верить любой информации получаемой из интернета.Только практика и проверка.

Спасибо, но я проверю.

Верить коллегам надо, но и проверить не мешает.
По Вашим данным резонанс катушки без навесных ёмкостей должен быть примерно 6.8 кГц. Если по данным источника, то 7 кГц. У меня катушка резонирует на 6.24 кГц. В расчёте я не учитывал неидеальность контура, в частности, активное сопротивление контура. Оно несколько уменьшит реальную частоту резонанса.

Ради интереса решил попробовать мостовую схему, но питать её простым меандром при достаточно высокой добротности контура это не слишком экономично. Можно было ШИМом "нарисовать" что-то близкле к синусу, но я не стал морочить себе голову и самым примитивным образом нарисовал комплементарный ШИМ с защитными интервалами (dead-time). Т.е. противоположные импульсы разнесены на 180 градусов. Ширина импульсов регулируется от нескольких микросекунд до меандра. Можно даже просто посчитать при какой форме сигнала основная гармоника наибольшая, но у меня всё равно это уже заложено в программе. Ключи сделал на обычных биполярных транзисторах. Питание пока всего от 5 В, чтобы не клеить ещё один источник питания. Размах сигнала на передающей катушке (от крайних точек) около 20В. Ток порядка 300-400 мА (ломать катушку не хочу, поэтому, могу только прикинуть). По сравнению с однотактной схемой влияние магнитных целей (включая феррит) на форму сигнал намного уменьшилось.
Разбаланс на выходе предусилителя приблизительно 50 мВ. Также, как у Fisher-F2. Схема предварительного у меня практически такая же (схема Fisher-F2 здесь). Только питание операционника не двуполярное а однополярное с делителем на резисторах, которые привязаны к плюсовому входу операционника. По настоящему надо привязываться к Vref для ADC.
Покачал частоту, в надежде, что найду на глаз частоту, на которой разбаланс умешьшится больше, чем сигнал. С наскоку, конечно, ничего не получилось.
Квадратуры видно, что изменяются, но количественно я не смотрел. Не вижу пока смысла.

Поехали дальше.
Теперь нужно делать строить фильтры, которые будут выделять полезную составляющую. Обычно народ строит полосовые фильтры с центральной частотой порядка 10 Гц. Начну с этого. Нарисовать пару фильтров на Си, понятно, не фокус. Хорошо бы ещё красиво "уложить" их в систему, чтобы он не кушали ресурсов больше, чем это необходимо, были удобны для настройки в составе системы и хорошо делали своё дело. Поскольку, у меня в системе изначально заложена гибкость, то и и фильтры стоит сделать достаточно гибкими. Фильтр для каждого канала составлю из пары ФНЧ и ФВЧ, чтобы можно было удобно двигать частоты среза в любую сторону и с любой стороны.
[...поправил...] Ерунду вчера вечаром сморозил насчёт БИХ фильтров с линейной фазовой х-кой. Устал, видимо, уже. Лучше сразу КИХ и никаких проблем с "разбеганием" квадратур. Звеньев придётся городить больше, но математика не страдает.

Итак, куда же этот фильтр клеить и как синхронизировать? Синхронизация - это одна из ключевых проблем в таких системах. Что я на данный момент имею? Пока построена лишь система сбора данных, которая реализована на двух прерываниях - двух небольших функциях, одна из которых вызывается с частотой питания передающей катушки (примерно 6 кГц). Вторая вызывается в 16 раз чаще - раз на каждый отсчёт. Сами же отсчёты прилетают по DMA.
При такой частоте я технически могу в несколько раз увеличить число отсчётов на интервал и получать, скажем, 32 или даже больше за один период (пробовал - работает), но я пока этого делать не буду во избежание непредвиденных ситуаций. Увеличение числа отсчётов идёт за счёт укорочения периода выборки-хранения. Зачем я буду уменьшать период аналового интегрирования отсчёта в надежде увеличить точность цифровым интегрированием?
Самый простой вариант реализации фильтра, который, вроде как, напрашивается сам собой, это включить фильтры (по паре на каждую квадратуру) внутрь уже существующего прерывания (раз на период Tx), но я так делать не буду. Квадратуры накапливаются на интеграторе и изменяются не столь быстро, чтобы была необходимомть обрабатывать их с такой частотой. Ведь фильтр нам нужен на частоту всего 10 Гц. Чем чащё я вызываю функцию фильтра, чем больше ресурсов я трачу. Минимальная частота, с которой можно безболезненно реализовать такой фильтр это где-то 30 отсчётов в секунду. У меня нет причин применять столь категоричные меры. Лишний счётчик у меня найдётся и ресурсы пока есть. Частота в катушке Tx у меня сделана изменяемой. Если привязать частоту отсчётов к нёй, то хароактеристики фильтров будут соответственно плавать по частоте. Выберу пока частоту отсчетов фильтров порядка 500 Гц. Делитель 2**16 даст частоту примерно 488 Гц без джиттера.
Завтра проснусь и посчитаю коэффициэнты.

Буду благодарен за любой совет или комментарий.

[...добавил...]
C КИХ фильтрами критерии выборы частоты отсчётов для фильтра меняются. В БИХ фильтрах крутизна характеристики растёт при повышении частоты отсчётов, поэтому, её выбор не столь критичен. Повышаем частоту - фильтр вызывается чаще, ресурсов тратиться больше, но и крутизна (абсолютная, т.е. приведённая к реальной частоте среза в Герцах) увеличивается, что позволяет уменьшить порядок фильтра и, таким образом, "вернуть" потраченные ресурсы. С КИХ фильтром всё наоборот. С увеличением частоты их абсолютная крутизна только падает. Значит, мало того, что приходится чаще вызывать функцию фильтра, так ещё и порядок надо увеличивать. Можно, конечно, его проредить, но это абсолютно эквивалентно уменьшению его частоты дискретизации. Вот, так... придётся частоту снижать где-то до 50-60 Гц.

Ну да, конечно. Только ... же хотели изначально и дёшево и круто... И КПД
повыше, а не воздух батарейками греть.

Интересно не только какой фильтр нужно использовать, а и где его использовать.. К примеру может лучше ФНЧ использовать не после "детектора" а до, пропустив через этот самый фильтр просуммированные выборки? (По затратам ресурсов больше). Хотя в аналоговых МД вроде все уже фильтруется после как..

Выборки представляют из себя периодический сигнал с частотой передающей катушки. Единственно, что там можно отфильтровать это высшие гармоники. Это делается аналоговым предусилителем, причём, абсолютно одинаково что в аналоговых, что в цифровых (процессорных) МД.

Я совсем не о тех "выборках"..

Полностью согласен.)

Вы можете отключить эти сообщения.

Ну, так, поясните, пожалуйста, свои термины. Я свои, как мог, объяснил. Если недостаточно, то могу уточнить, но в чтении чужих мыслей, извините, не силён.

Если я правильно понял вас, вы делаете на период TX
а. 16 выборок или отсчетов потом вы их
б. накапливаете или интегрируете , ну и потом
в. Детектируем или выделяем - умножаем на sin и cos.
Вот фильтр НЧ можно поставить пунктом "г", а можно и между "б" и "в".
Я именно об этом...)

Так, между "б" и "в" оно и будет тот самый один период Rx (при наличии какого-то сигнала на входе). Ведь это отцифрованный сигнал с выхода предварительного усилителя. Поскольку, у меня частота отсчётов примерно в 8 раз выше необходимого минимума по Котельникову/Найквисту, то можно вполне организовать дополнительное сглаживание сигнала от высших гармоник (о чём я уже написал), что уже делается аналоговым фильтров. Более узкополосную фильтрацию смысла делать я не вижу.
Квадратуры накапливаются на интеграторе с утечкой. Интегратор реализует сложение всех результатов преремножения на sin/cos, что и есть реализация СД. Утечка (раз на период) это эквивалент разделительной ёмкости в аналоговой схеме. Далее уже идут ФНЧ + ФВЧ, которые, собственно и выделяют полезный сигнал. ФНЧ отрезает всякие ненужные стуки, а ФВЧ отрезает всякие медленные дрейфы.
В первом приближении примерно так.

Неужели, с таким подходом к обработке оцифрованного сигнала надеетесь получить не то, что хороший, а просто – удовлетворительный результат?
ДПФ – математически реализован правильно, но всё остальное никуда не годится… Где огибающая функция, для устранения боковых лепестков sin(x)/x ? Зачем /-1/ на периоде ? Какова разрядность накопителя и данных для перемножителя?

Сергей, но человек же сразу сказал, что это игрушка. Если оно хотя бы заработает правильно - для начала хватит вполне ! Ну, а дальше - второй виток эволюции.

Я, указал на основные моменты цифрового устройства, предназначенного для выделения полезного сигнала из шумов методом накопления поступающих оцифрованных данных. Что-либо урезать, упрощать… тут конечно же можно, но это приведет к ухудшению параметров обнаружителя полезного сигнала.
1) Оконная функция – смотрим и выбираем тут, на весьма показательных картинках http://www.dsplib.ru/content/winadd/win.html
2) /-1/…- мне, вообще, не понятно её назначение, т.к. сумма выборок от синусоидального сигнала за период – равна нулю по определению.
3) Разрядность представления данных (sin, cos, входные…) должна быть не меньше разрядности накопленных данных … т.е. все умножения на опорный, окно, вычисления по накоплению должны производиться с точностью до младшего разряда… иначе никакого накопления и выделения из шумов – не будет. А уже полученные значения накопленных квадратур можно нормализовывать до значащих разрядов… хоть в 8-битном представлении, для фильтрации… и пр…
Думаю, что это несколько охладит горячие головы в «широчайших» возможностях выбранного кристалла для, например, реализации никому не нужных красивых графических дисплюев…
Игрушки тоже должны быть правильными, а не какими-то подделками…

Эх...раньше были правильные игрушки...механические.

Sergey_P, моего подхода Вы ещё не видите. То, что реализовано, это самые элементарные действия, принятые в цифровой обработке сигнала. Если Вы знаете лучший подход, пожалуста, поясните. Очень интересно. Столько лет работаю, но, представляете, не знаю.
ДПФ это, кажется, Дискретное Преобрасование Фурье? Ну, для выделения одной гармоники это сказано слишком громко. Огибающая же, как Вам, вероятно, известно, выделяется ФНЧ после СД. Если Вы просмотрели мои последние сообщения, то там ясно написано, что над этими фильтрами я сейчас работаю. По поводу /-1/ не понял. Возможно, Вы имеете в виду реализуцию утечки? Других минусов я не вижу. Про боковые лепестки не совсем понял. Это, вообще, про что? Оконная функция перед СД, который Вы громко назвали ДПФ? Признаться, не уверен, что это нужно на данном этапе. На самом деле, у меня есть несколько твблиц sin/cos уже с наложенными окнами, но я их пока не использую. Вы бы ещё про перекрытие окон спросили. Не использую и не планирую.
Разрядность накопителя - 32 разряда. Разрядность АЦП - 12. Разрядность sin/cos у меня есть два варианта - 16 и 12 разрядов. Пока работает 12. Потом посмотрим. Перед ФНЧ разрядная сетка будет сдвинута в сторону младших разрядов. Пока на 12 разрядов, но это будет скорректировано после принятия окончательного решения какая разрядность синуса и какие фильтры будут использованы.

Sergey_P, писал как раз в момент, когда Вы объснили что имеете в виду. Как видно, я Вас понял правильно.

Окно требуется для устранения неровностей спектра (эффект Гиббса, если я правильно воспроизвёл его имя) и, в частности, для подавления неровностей по краям спектра. В данном случае выделяется 1) одна гармоника, которая 2) выделяется непрерывно без перекрытия блоков. Что будет с этим эффектом? Зачем здесь окно?
Sergey_P, добавлю специально для Вас. Сглаживающее окно применяется при вычислении ДПФ широкополосного (т.е. имеющего несколько гармоник) сигнала на каком-то ограниченном временном отрезке. Т.е. сигнал перемножается с окном 0001111...1110000. Спектр произведения сигналов равен свёртке спектров этих сигналов. Спектр прямоугольного окна очень неровный. Поэтому, вместо прямоугольных окон применяют разные сглаживающие окна, которые не так сильно искажают оригинальный спектр.
В данном случае из спектра выделяется только одна гармоника. Более того, она вычисляется НЕПРЕРЫВНО. Окна временного нет. Взяли N отсчётов, накопили на интеграторе частный результат. Взяли следующие N отсчётов. На том же интеграторе, (sic!) без сбрасывания продолжаем накапливать результат. Гармоника считается НЕПРЕРЫВНО. В каждый момент мы имеем условно бесконечную историю Sergey_P, Вы это понимаете? Это же несложно. Зачем ерунду-то с умным видом городить? Для Вадима, что ли?
Некоторая коррекция потребуется при вычислении одной гармоники спектра на одном периоде, но это тоже никак не окно. Догадаетесь, что?
Я Вам даже больше скажу. В алгоритме, который я представил есть окно, но... Вы его не увидели.

Про -1 Вы что-то недопоняли. Не пойму про что говорите. С минусом у меня вычитается часть величины. Т.е. реализуется утечка:
а = а*к, где "к" близко к единице. Вычисляется это как:
а = а - (1-к) * а, где (1-к) равно где-то 1/512.
На Си это выглядит вот так:
a -= a>>9;
Других минусов у меня нет.

P.S. Здесь я даю только основные принципы вычисления. Многие детали, такие, как, например буферизация или оптимизация вычислений, я опускаю для простоты и понятности объяснения.

Privet если не сложно просветите насчет утечки.. Что это для чего?

нет, не понимаю.... бесконечная история превращается в бесконечную величину... Или там всё же реализовали не интегратор-накопитель , а ФНЧ? то тогда на его вход необходимо подавать _каждый_ результат перемножения на _каждый_ цифровой отсчет, фильтровать, а затем прореживать, только тогда сохранится непрерывность...

Да Вы наверняка знаете. Вероятно, я назвал её не так. По английски это leak.
Утечка это великая вещь. Фактически, она делает данный алгоритм работоспособным. Она практически всегда принципиально необходимы в системах, которые содержат интегратор. На каждом цикле вычислений из интегратора вычитается его небольшая часть. В результате величина на интеграторе постоянно утекает по экспоненциальному закону. Точно также, как в аналоговых интеграторах она утекает через резистор, подключенный параллельно накапливающей ёмкости.
Без утечки интегратор становится в некотором приближении "идеальными" интегратором. Он будет будет накапливать результат бесконечно долго, что в реальной ситуации приведёт к его переполнению при наличии минимального разбаланса в системе. Интегратор пришлось бы периодически сбрасывать и устанавливать в детерминированное начальное состояние. При наличии утечки интегратор накапливает до тех пор, пока абсолютная величина утечки не сравнивается со средней величиной на входе интегратора.
Утечка реализует конечную память интегратора. Старые результаты, в том числе и ошибки, забываются.

P.S. Я в своё время работал с кодерами-декодерами речевого сигнала. Нужно было реализовать чисто цифровую систему на матричной БИС. Ресурсов было крайне мало и самой трудной задачей была реализация утечки, т.к. требовалась операция умножения. Без утечки невозможно было обеспечить синхронизацию кодера и декодера. Начальное состояние кодера и декодера могло быть разным. Могли ещё возникнуть ошибки в канале. Утечка обеспечивает "забывание" расхождения.

Да я вижу, что Вы не понимаете. Вы постарайтесь всё-таки внимательно прочесть то, что я писал не пропуская ключевых слов. Я достаточно подробно описал алгоритм. Только Вы читаете по верхам, а потом укладываете недостаточно понятый материал в прокрустово ложе своего собственного понимания.

А про "подход-то" Вы всё-таки расскажите. Ведь это же переворот в DSP технологиях, а то я поотстал немного, занимаясь всякой практической ерундой, а Вы явно ушли в прорыв. Поделитесь, пожалуйста, с нами сирыми своими познаниями.

Вот, теперь понятно, откуда выросли утечки в интеграторе (ФНЧ-1го порядка) и прямоугольное окно накопления в 512 отсчетов… Только, для МД это не подходит…, т.к. задачи решаемые им несколько отличаются от задач для кодеков. В кодеках уровень цифруемого полезного сигнала много больше уровня шумов (а, значит, можно не обращать внимания на побочные спектральные каналы приема) и главная задача – сжать динамический диапазон входных сигналов, устранив шумы. В МД же, наоборот уровень полезного сигнала лежит много ниже уровня входных шумов, остатков компенсации, гармоник… В задачу аппарата как раз и входит – выделить из под шумов малый полезный сигнал путем корреляционного накопления по известному сигналу ТХ, а не отрезать его